【導(dǎo)讀】本期，我們將聚焦于DCM 反激式轉(zhuǎn)換器的設(shè)計(jì)探討為何在低功耗、低電流應(yīng)用中DCM 反激式轉(zhuǎn)換器是一種結(jié)構(gòu)更緊湊、成本更低的選擇并講解完成此類(lèi)設(shè)計(jì)的分步方法。
本期，我們將聚焦于DCM 反激式轉(zhuǎn)換器的設(shè)計(jì)探討為何在低功耗、低電流應(yīng)用中DCM 反激式轉(zhuǎn)換器是一種結(jié)構(gòu)更緊湊、成本更低的選擇并講解完成此類(lèi)設(shè)計(jì)的分步方法。
反激式轉(zhuǎn)換器可在連續(xù)導(dǎo)通模式 (CCM) 或不連續(xù)導(dǎo)通模式 (DCM) 下運(yùn)行。不過(guò)，對(duì)于許多低功耗、低電流應(yīng)用而言， DCM 反激式轉(zhuǎn)換器是一種結(jié)構(gòu)更緊湊、成本更低的選擇。以下是指導(dǎo)您完成此類(lèi)設(shè)計(jì)的分步方法。
DCM 運(yùn)行的特點(diǎn)是，在下一個(gè)開(kāi)關(guān)周期開(kāi)始之前，轉(zhuǎn)換器的整流器電流會(huì)降至零。在開(kāi)關(guān)之前將電流降至零，可以降低場(chǎng)效應(yīng)晶體管 (FET) 功耗和整流器損耗，通常也會(huì)降低變壓器尺寸要求。
相比之下，CCM 運(yùn)行會(huì)在開(kāi)關(guān)周期結(jié)束時(shí)保持整流器電流導(dǎo)通。我們?cè)陔娫丛O(shè)計(jì)小貼士《反激式轉(zhuǎn)換器設(shè)計(jì)注意事項(xiàng)》和電源設(shè)計(jì)小貼士《設(shè)計(jì) CCM 反激式轉(zhuǎn)換器》中介紹了反激式設(shè)計(jì)的利弊和 CCM 反激式轉(zhuǎn)換器的功率級(jí)公式。CCM 運(yùn)行非常適合中高功率應(yīng)用，但如果您有一個(gè)可以使用 DCM 反激式轉(zhuǎn)換器的低功率應(yīng)用，請(qǐng)繼續(xù)閱讀。
圖 1 展示了反激式轉(zhuǎn)換器的簡(jiǎn)化原理圖，該轉(zhuǎn)換器可在 DCM 或 CCM 模式下運(yùn)行。此外，電路還能根據(jù)時(shí)序在不同模式之間切換。要保持在 DCM 模式下運(yùn)行（這也是本文要評(píng)估的內(nèi)容），關(guān)鍵元件的開(kāi)關(guān)波形應(yīng)具有圖 2 所示的特性。
當(dāng) FET Q1 在占空比周期 D 內(nèi)導(dǎo)通時(shí)，運(yùn)行開(kāi)始。T1 初級(jí)繞組中的電流始終從零開(kāi)始，然后達(dá)到根據(jù)初級(jí)繞組電感、輸入電壓和導(dǎo)通時(shí)間 t1 設(shè)定的峰值。在此 FET 導(dǎo)通期間，二極管 D1 由于 T1 次級(jí)繞組極性而反向偏置，迫使在 t1 和 t3 期間由輸出電容器 COUT 提供所有輸出電流。
圖 1. 這款簡(jiǎn)化的反激式轉(zhuǎn)換器可在 DCM 和 CCM 下運(yùn)行。
當(dāng) Q1 在周期 1-D 內(nèi)關(guān)斷時(shí)，T1 的次級(jí)電壓極性會(huì)反轉(zhuǎn)，從而允許 D1 向負(fù)載傳導(dǎo)電流并為 COUT 充電。在 t2 時(shí)間內(nèi)，D1 中的電流從峰值線性下降至零。一旦 T1 的儲(chǔ)存能量耗盡，在 t3 期間的剩余時(shí)間內(nèi)只會(huì)出現(xiàn)殘余振鈴。產(chǎn)生這種振鈴的主要原因是 T1 的磁化電感以及 Q1、D1 和 T1 的寄生電容。這在 t3 期間的 Q1 漏極電壓（該漏極電壓從 VIN 加上反射輸出電壓下降回 VIN）中很容易看出， 因?yàn)橐坏╇娏魍Ｖ?，T1 就無(wú)法支持電壓。（注意：如果 t3 沒(méi)有足夠的死區(qū)時(shí)間， 則可能會(huì)在 CCM 下運(yùn)行。）CIN 和 COUT 中的電流與 Q1 和 D1 中的電流相同，但沒(méi)有直流失調(diào)電壓。
圖 2 中的陰影區(qū)域 A 和 B 突出顯示了變壓器在 t1 和 t2 期間的伏微秒積， 它們必須保持平衡才能防止飽和。區(qū)域 “A” 表示 (Vin/Nps) × t1， 而 “B” 表示 (Vout + Vd) × t2， 兩者均以次級(jí)側(cè)為基準(zhǔn)。Np/Ns 是變壓器初級(jí)/次級(jí)匝數(shù)比。
圖 2. DCM 反激式轉(zhuǎn)換器的關(guān)鍵電壓和電流開(kāi)關(guān)波形包括設(shè)計(jì)人員必須指定的幾個(gè)關(guān)鍵參數(shù)。
表 1 詳細(xì)說(shuō)明了 DCM 相對(duì)于 CCM 的運(yùn)行特性。DCM 的一個(gè)關(guān)鍵屬性是，初級(jí)電感越低，占空比就越小，無(wú)論變壓器的匝數(shù)比如何。此屬性可用于限制設(shè)計(jì)的最大占空比。當(dāng)您嘗試使用特定的控制器，或保持在特定的導(dǎo)通或關(guān)斷時(shí)間限制內(nèi)時(shí)，這一點(diǎn)非常重要。較低的電感需要較低的平均儲(chǔ)能（盡管峰值 FET 電流較高），這也往往使得變壓器尺寸小于 CCM 設(shè)計(jì)所需的尺寸。
DCM 的另一個(gè)優(yōu)點(diǎn)是，這種設(shè)計(jì)消除了標(biāo)準(zhǔn)整流器中的 D1 反向恢復(fù)損耗， 因?yàn)殡娏髟?t2 結(jié)束時(shí)為零。反向恢復(fù)損耗通常表現(xiàn)為 Q1 中的耗散增加， 因此消除反向恢復(fù)損耗可降低開(kāi)關(guān)晶體管上的應(yīng)力。此方法的優(yōu)勢(shì)在輸出電壓較高的情況下變得越來(lái)越重要，因?yàn)檎髌鞯姆聪蚧謴?fù)時(shí)間會(huì)隨著額定電壓較高的二極管的增加而延長(zhǎng)。
<img 1.="" 與="" ccm="" 設(shè)計(jì)相比.png"="" src="http://design.eccn.com/uploads/article/202410/20241012100113697.gif" width="467" height="175" style="padding: 0px; margin: 0px auto; border: 0px; vertical-align: middle; display: block;">
表 1. 與 CCM 設(shè)計(jì)相比，DCM 反激式設(shè)計(jì)既有優(yōu)點(diǎn)， 也有缺點(diǎn)。
開(kāi)發(fā)人員在開(kāi)始設(shè)計(jì)時(shí)需要了解幾個(gè)關(guān)鍵參數(shù)以及基本電氣規(guī)格。首先選擇開(kāi)關(guān)頻率 (fSW)、所需的最大工作占空比 (Dmax) 和估算的目標(biāo)效率。然后， 方程式 1 按如下方式計(jì)算導(dǎo)通時(shí)間 t1：
方程式 1
接下來(lái)， 使用方程式 2 估算變壓器的峰值初級(jí)電流 Ipk。對(duì)于方程式 2 中的 FET 導(dǎo)通電壓 (Vds_on) 和電流檢測(cè)電阻電壓 (VRS)， 假設(shè)一些適合您設(shè)計(jì)的小壓降（如 0.5V）。您可以稍后更新這些壓降。
方程式 2
方程式 3 會(huì)根據(jù)圖 2 中的均衡區(qū)域 A 和 B 計(jì)算所需的變壓器匝數(shù)比 Np/Ns：
方程式 3
其中 x 是 t3 所需的最短空閑時(shí)間（從 x = 0.2 開(kāi)始）
如果您想更改 Np/Ns，請(qǐng)調(diào)整 Dmax 并再次迭代。
接下來(lái)，使用方程式 4 和方程式 5 計(jì)算 Q1 (Vds_max) 和 D1 (VPIV_max) 的最大“平頂”電壓：
方程式 4
方程式 5
由于這些元件通常會(huì)因變壓器漏電感而產(chǎn)生振鈴， 因此根據(jù)經(jīng)驗(yàn)，實(shí)際值應(yīng)比方程式 4 和方程式 5 預(yù)測(cè)值高出10% 至30%。如果 Vds_max 高于預(yù)期，則減小 Dmax 會(huì)降低 Vds_max， 但 VPIV_max 會(huì)增加。確定哪個(gè)元件電壓更為關(guān)鍵，并在必要時(shí)再次迭代。
使用方程式 6 計(jì)算 t1_max，該值應(yīng)接近于方程式 1 中的值：
方程式 6
使用方程式 7 計(jì)算所需的最大初級(jí)側(cè)電感：
方程式 7
如果所選電感比方程式 7 中所示的更低， 則根據(jù)需要進(jìn)行迭代， 以增大 x 并減小 Dmax， 直到 Np/Ns 和 Lpri_max等于所需值為止。
現(xiàn)在可以計(jì)算方程式 7 中的 Dmax：
方程式 8
并且可以分別使用方程式 9 和方程式 10 計(jì)算最大 Ipk 及其最大均方根 (RMS) 值：
方程式 9
方程式 10
根據(jù)所選控制器的電流檢測(cè)輸入最小電流限制閾值 Vcs（ 方程式 11） 計(jì)算允許的最大電流檢測(cè)電阻值：
方程式 11
使用方程式 11 中計(jì)算出的 Ipkmax 值和 RS 來(lái)驗(yàn)證方程式 2 中假設(shè)的 FET Vds 和檢測(cè)電阻 VRS 的壓降是否接近；如果明顯不同，則再次迭代。
使用方程式 12 和方程式 13 計(jì)算 RS 的最大耗散功率，并根據(jù)方程式 10 計(jì)算 Q1 的導(dǎo)通損耗：
方程式 12
方程式 13
FET 開(kāi)關(guān)損耗通常在 Vinmax 時(shí)最高，因此最好使用方程式 14 計(jì)算整個(gè) VIN 范圍內(nèi)的 Q1 開(kāi)關(guān)損耗：
方程式 14
其中 Qdrv 是 FET 總柵極電荷，Idrv 是預(yù)期的峰值柵極驅(qū)動(dòng)電流。
方程式 15 和方程式 16 計(jì)算 FET 非線性 Coss 電容充電和放電產(chǎn)生的總功率損耗。方程式 15 中的被積函數(shù)應(yīng)與實(shí)際 FET 的 Coss 數(shù)據(jù)表中 0V 至實(shí)際工作電壓 Vds 之間的曲線密切吻合。在高壓應(yīng)用中或使用超低 RDS(on)FET（具有較大 Coss 值）時(shí)，Coss 損耗通常非常大。
方程式 15
方程式 16
可通過(guò)對(duì)方程式 13、方程式 14 和方程式 16 的結(jié)果求和來(lái)近似計(jì)算總 FET 損耗。
方程式 17 表明該設(shè)計(jì)中的二極管損耗將大大降低。務(wù)必選擇一個(gè)額定次級(jí)峰值電流的二極管，該電流通常遠(yuǎn)大于 IOUT。
方程式 17
輸出電容通常選擇為方程式 18 或方程式 19 中的較大者，根據(jù)紋波電壓和等效串聯(lián)電阻（方程式 18）或負(fù)載瞬態(tài)響應(yīng)（方程式 19）計(jì)算電容：
方程式 18
方程式 19
其中 ?IOUT 是輸出負(fù)載電流的變化，?VOUT 是允許的輸出電壓偏移，fBW 是估算的轉(zhuǎn)換器帶寬。
方程式 20 計(jì)算輸出電容器均方根電流為：
方程式 20
方程式 21 和方程式 22 估算輸入電容器的參數(shù)為：
方程式 21
方程式 22
方程式 23、方程式 24 和方程式 25 總結(jié)了三個(gè)關(guān)鍵波形時(shí)間間隔及其關(guān)系：
方程式 23
方程式 24
方程式 25
如果需要額外的次級(jí)繞組，方程式 26 可輕松計(jì)算額外的繞組 Ns2：
方程式 26
其中 VOUT1 和 Ns1 是穩(wěn)壓輸出電壓。
變壓器初級(jí)均方根電流與方程式 10 中的 FET 均方根電流相同；變壓器次級(jí)均方根電流如方程式 27 所示。變壓器磁芯必須能夠處理 Ipk 而不會(huì)飽和。您還應(yīng)考慮磁芯損耗，但這超出了本文的討論范圍。
方程式 27
結(jié)語(yǔ)
從提供的步驟中可以看出，DCM 反激式設(shè)計(jì)是一個(gè)迭代過(guò)程。最初的一些假設(shè)（如開(kāi)關(guān)頻率、電感或匝數(shù)比）可能會(huì)根據(jù)后來(lái)的計(jì)算（如功率耗散）而改變。但要不斷嘗試，盡可能頻繁地執(zhí)行設(shè)計(jì)步驟，以實(shí)現(xiàn)所需的設(shè)計(jì)參數(shù)。如果您愿意付出努力，優(yōu)化的 DCM 反激式設(shè)計(jì)可以提供低功耗、緊湊型和低成本的解決方案，以滿(mǎn)足電源轉(zhuǎn)換器的需求。
免責(zé)聲明：本文為轉(zhuǎn)載文章，轉(zhuǎn)載此文目的在于傳遞更多信息，版權(quán)歸原作者所有。本文所用視頻、圖片、文字如涉及作品版權(quán)問(wèn)題，請(qǐng)聯(lián)系小編進(jìn)行處理。
推薦閱讀：
沒(méi)有優(yōu)質(zhì)探頭，示波器 ADC 分辨率再高也無(wú)意義
基于GPU器件行為的創(chuàng)新分布式功能安全機(jī)制為智能駕駛保駕護(hù)航
IGBT 脈沖測(cè)量方法的優(yōu)點(diǎn)?正確選擇脈沖測(cè)量
分享一個(gè)低功耗設(shè)計(jì)思路，適合90%的視覺(jué)系統(tǒng)工程師
